PSRR，什么是PSRR以及影响它的变量有哪些

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1，什么是PSRR以及影响它的变量有哪些
2，求助带隙基准PSRR的提高方法
3，电源抑制比计算公式
4，LDO的PSRR怎么看
5，电源抑制比的PSRR
6，运算放大器的测量

1，什么是PSRR以及影响它的变量有哪些

在随机试验中测定或观察的量就称为随机变量随机变量本身自己就是变量，所以它可以是自变量，也可以使因变量，还可以是无关变量。如：在回归分析中,因变量 y 是随机变量,自变量 x 也可以是随机变量,

什么是PSRR以及影响它的变量有哪些

2，求助带隙基准PSRR的提高方法

基准：给电源加上1v交流值（acm=1），dc不变，仿ac，直接plot vref输出（db20）运放：同上

首先，你要根据你的带隙基准结构，计算各种偏差对输出电压的影响，包括电流镜失配，电阻匹配误差和绝对误差，BJT误差，运放失调等。一般电流镜匹配误差，运放失调影响比较大。你可以从这两方面考虑减小偏差。

求助带隙基准PSRR的提高方法

3，电源抑制比计算公式

PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]

电源抑制比计算公式

4，LDO的PSRR怎么看

问题 LDO的PSRR怎么看?主回答PSRR是随纹波频率增大而降低的，规格书中一般都会标出1KHz下的PSRR值，70dB以上对付大部分应用就足够了，多数品牌低输入电压的LDO都可以达到，也就是不到0.3RMB的价格，但高输入电压的LDO，这个参数一般只在40~50dB，再大的价格就要贵不少了。

所谓的PSRR，看定义是输出端对输入端文波的抑制能力，在选择的时候，就要看你实际电路中，LDO的输入脚纹波是多大的？对于LDO的输出测，或者终端的用电元件，要求的文波是多少？有了这两个数据，才好计算下你的电路中LDO的PSRR的最低要求是多少。实际的电路千变万化，不好直接给出来50dB够用还是70dB够用，要看你的具体应用。

PSRR是随纹波频率增大而降低的，规格书中一般都会标出1KHz下的PSRR值，70dB以上对付大部分应用就足够了，多数品牌低输入电压的LDO都可以达到，也就是不到0.3RMB的价格，但高输入电压的LDO，这个参数一般只在40~50dB，再大的价格就要贵不少了。查看原帖>>

5，电源抑制比的PSRR

基本计算公式为：PSRR = 20log[(Ripple(in) / Ripple(out))]PSRR 的单位为分贝(dB)，采用对数比值。从上面的式子可以看出，影响输出信号的因素除了电路本身之外，还受到了供电电源的影响。PSRR 是一个用来描述输出信号受电源影响的量，PSRR 越大，输出信号受到电源的影响越小。还可得出，输出电压 Vout 是 Vin 与电源电压 VCC 的函数。如果输入信号 Vin 变化了 ⊿Vin，输出信号的变化量 ⊿Vout 是由输入到输出的电压增益 Av 乘以输入电压的变化量 ⊿Vin。如果把电源电压变化 ⊿VCC 看作一个很小信号，由于电源电压变化导致的输出电压的变化量 ⊿Vout 则为电源电压到输出的电压增益 Avo 乘以电源电压变化量 ⊿VCC。不稳定的供电电压势必会影响输出信号的波形，影响的幅度取决于 PSRR。所以需要侧重于运放等的去耦设计和电源的设计（通常较多用 LDO 线性电源给运放供电）。PSRR 是在单位闭环增益情况下得到的，因此在负反馈应用中引起的输出变化需乘以闭环增益。一般地，PSRR 有 3个具体参数：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示从某个电源端或两个电源端分别或同时异向低频变化，在运放差分输入端引入的传输或影响量值。如上所分析的：⊿Vps=1V 的电源变化，在 PRSS=80dB 运放输入端，导致 ⊿Vdi=100uV 的变化（PSRR=20log⊿Vps/⊿Vdi）。于是运放输出电压产生的变化：⊿Vo=⊿Vdi（1+Rf/Ri）；Rf--反馈电阻，Ri--输入电阻。再来谈谈 PSRR 与音质的关系。声音质量是用户接口的重要因素之一，其中，音频放大器的作用是对输入信号放大，同时抑制噪声。在放大器中，一个主要噪声源是电源线路本身。通过从 PSRR 切入，我们就可以分析出放大器如何放大输入信号，并抑制电源线引入噪声的性能。在此情况下，放大器自身的 PSRR 指标更加重要。放大器的 PSRR 越高，越有利于设计。简而言之，性能提高 3dB，代表系数为 2。举例说，提供 6dB 更佳性能的放大器，其降噪性能将会提高 4 倍。而且，对于耳机驱动器来说 PSRR 是一个关键参数。为了保证合理的信噪比，必须抑制电源在耳机放大器输出端产生的噪声。例如，基于 CD 或 DVD 播放器的动态范围能够达到 90dB，假如有 100mV 的噪声叠加在音频电源电压上，而且绝大部分噪声频谱位于音频频带以内，为保持 90dB 的动态范围、耳机驱动器的输出噪声必须将低至 30mV 以内。这样，耳机驱动器的 PSRR 必须在感兴趣的频带内高于 70dB。为在音频范围内达到如此高的电源抑制比，需要严谨的电路设计，特别是放大器对电源噪声的抑制能力。大多数运算放大器在直流附近具有非常高的 PSRR，但随着频率的升高，PSRR 会急剧下降(通常为 -20dB/十倍频程)，许多运算放大器的 PSRR 在 20kHz 频点处已经跌落到 40dB 以下。有些 DC/DC 转换器在音频频谱的高频端存在较强的噪声，虽然人耳几乎听不到这个频段的噪声，但可以检测到它们在耳机输出端产生的噪声。许多音频 DAC(或CODEC) 带有耳机驱动器，但人们很少留意其 PSRR 指标；而且，这些产品的Datasheet 也很少给出 PSRR 随频率的变化曲线。如果耳机放大器缺乏足够高的 PSRR，可以采用一个外部 LDO 为耳机放大器提供一个低噪声电源。音频电路中比较通用的供电电源是 +5V，采用 LDO 能够获得足够的电源抑制比，但使某些节点处的电压可能跌至 4.7V 左右。随着集成度不断提高，电源电流的量级要求也日益增加。终端用户希望能延长电池使用时间，即需要非常高效的 DC/DC 转换过程、使用效率更高的开关稳压器。然而与线性稳压器相比，开关稳压器会在电源线中产生更多纹波。综上，PSRR 在 ADC、DAC、RF 等应用方面都是一个很关键的参数，值得设计者留意。

6，运算放大器的测量

原发布者:sxj7992020128.1求和运算电路8.2积分和微分运算电路8.3对数和指数运算电路8.4模拟乘法器及其应用8.5有源滤波器[引言]：运算电路是集成运算放大器的基本应用电路，它是集成运放的线性应用。讨论的是模拟信号的加法、减法积分和微分、对数和反对数（指数）、以及乘法和除法运算。为了分析方便，把运放均视为理想器件：（1）开环电压增益Au=（2）Ri=，R=0，（3）开环带宽BW=（4）当UP=UN时，Uo=0。没有温漂因此，对于工作在线性区的理想运放应满足：“虚短”：即U+=U-；“虚断”：即I+=I-=0本章讨论的即是上述“四字法则”灵活、大胆的应用。8.1求和运算电路一、反相输入求和电路二、同相输入求和电路三、双端输入求和电路一、反相输入求和电路在反相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了反相输入求和电路，见图12.01。此时两个输入信号电压产生的电流都流向RfR。所以输出是两输入信号的比例和。当R1相之和。2Rf时，输出等于两输入反vo(iRi1fii2)RRvo(vi1ffvi2)Rv1vi2R2i1()Rf(Rvi1vi21R2)RfRf(vi1vi2)R1R2图12.01反相求和运算电路二、同相输入求和电路在同相比例运算电路的基础上，增加一个输入支路，就构成了同相输入求和电路，如图12.02所示。因运放具有虚断的特性，对运放同相输入端的电位可用叠加原理求得:图12

运算放大器是差分输入、单端输出的极高增益放大器，常用于高精度模拟电路，因此必须精确测量其性能。但在开环测量中，其开环增益可能高达107或更高，而拾取、杂散电流或塞贝克（热电偶）效应可能会在放大器输入端产生非常小的电压，这样误差将难以避免。通过使用伺服环路，可以大大简化测量过程，强制放大器输入调零，使得待测放大器能够测量自身的误差。图1显示了一个运用该原理的多功能电路，它利用一个辅助运放作为积分器，来建立一个具有极高直流开环增益的稳定环路。开关为执行下面所述的各种测试提供了便利。图1所示电路能够将大部分测量误差降至最低，支持精确测量大量直流和少量交流参数。附加的“辅助”运算放大器无需具有比待测运算放大器更好的性能，其直流开环增益最好能达到106或更高。如果待测器件（DUT）的失调电压可能超过几mV，则辅助运放应采用±15 V电源供电（如果DUT的输入失调电压可能超过10 mV，则需要减小99.9 kΩ电阻R3的阻值。）DUT的电源电压+V和–V幅度相等、极性相反。总电源电压理所当然是2 × V。该电路使用对称电源，即使“单电源”运放也是如此，因为系统的地以电源的中间电压为参考。作为积分器的辅助放大器在直流时配置为开环（最高增益），但其输入电阻和反馈电容将其带宽限制为几Hz。这意味着，DUT输出端的直流电压被辅助放大器以最高增益放大，并通过一个1000:1衰减器施加于DUT的同相输入端。负反馈将DUT输出驱动至地电位。（事实上，实际电压是辅助放大器的失调电压，更精确地说是该失调电压加上辅助放大器的偏置电流在100 kΩ电阻上引起的压降，但它非常接近地电位，因此无关紧要，特别是考虑到测量期间此点的电压变化不大可能超过几mV）。测试点TP1上的电压是施加于DUT输入端的校正电压（与误差在幅度上相等）的1000倍，约为数十mV或更大，因此可以相当轻松地进行测量。理想运算放大器的失调电压（Vos）为0，即当两个输入端连在一起并保持中间电源电压时，输出电压同样为中间电源电压。现实中的运算放大器则具有几微伏到几毫伏不等的失调电压，因此必须将此范围内的电压施加于输入端，使输出处于中间电位。图2给出了最基本测试——失调电压测量的配置。当TP1上的电压为DUT失调电压的1000倍时，DUT输出电压处于地电位。理想运算放大器具有无限大的输入阻抗，无电流流入其输入端。但在现实中，会有少量“偏置”电流流入反相和同相输入端（分别为Ib–和Ib+），它们会在高阻抗电路中引起显著的失调电压。根据运算放大器类型的不同，这种偏置电流可能为几fA(1 fA = 10–15 A，每隔几微秒流过一个电子）至几nA；在某些超快速运算放大器中，甚至达到1 - 2 μA。图3显示如何测量这些电流。该电路与图2的失调电压电路基本相同，只是DUT输入端增加了两个串联电阻R6和R7。这些电阻可以通过开关S1和S2短路。当两个开关均闭合时，该电路与图2完全相同。当S1断开时，反相输入端的偏置电流流入Rs，电压差增加到失调电压上。通过测量TP1的电压变化（=1000 Ib–×Rs），可以计算出Ib–。同样，当S1闭合且S2断开时，可以测量Ib+。如果先在S1和S2均闭合时测量TP1的电压，然后在S1和S2均断开时再次测量TP1的电压，则通过该电压的变化可以测算出“输入失调电流”Ios，即Ib+与Ib–之差。R6和R7的阻值取决于要测量的电流大小。如果Ib的值在5 pA左右，则会用到大电阻，使用该电路将非常困难，可能需要使用其它技术，牵涉到Ib给低泄漏电容（用于代替Rs）充电的速率。当S1和S2闭合时，Ios仍会流入100 Ω电阻，导致Vos误差，但在计算时通常可以忽略它，除非Ios足够大，产生的误差大于实测Vos的1%。运算放大器的开环直流增益可能非常高，107以上的增益也并非罕见，但250，000到2，000，000的增益更为常见。直流增益的测量方法是通过S6切换DUT输出端与1 V基准电压之间的R5，迫使DUT的输出改变一定的量（图4中为1 V，但如果器件采用足够大的电源供电，可以规定为10 V）。如果R5处于+1 V，若要使辅助放大器的输入保持在0附近不变，DUT输出必须变为–1 V。TP1的电压变化衰减1000:1后输入DUT，导致输出改变1 V，由此很容易计算增益（= 1000 × 1 V/TP1）。为了测量开环交流增益，需要在DUT输入端注入一个所需频率的小交流信号，并测量相应的输出信号（图5中的TP2）。完成后，辅助放大器继续使DUT输出端的平均直流电平保持稳定。图5中，交流信号通过10，000:1的衰减器施加于DUT输入端。对于开环增益可能接近直流值的低频测量，必须使用如此大的衰减值。（例如，在增益为1，000，000的频率时，1 V rms信号会将100 μV施加于放大器输入端，放大器则试图提供100 V rms输出，导致放大器饱和。）因此，交流测量的频率一般是几百Hz到开环增益降至1时的频率；在需要低频增益数据时，应非常小心地利用较低的输入幅度进行测量。所示的简单衰减器只能在100 kHz以下的频率工作，即使小心处理了杂散电容也不能超过该频率。如果涉及到更高的频率，则需要使用更复杂的电路。运算放大器的共模抑制比（CMRR）指共模电压变化导致的失调电压视在变化与所施加的共模电压变化之比。在DC时，它一般在80 dB至120 dB之间，但在高频时会降低。测试电路非常适合测量CMRR（图6）。它不是将共模电压施加于DUT输入端，以免低电平效应破坏测量，而是改变电源电压（相对于输入的同一方向，即共模方向），电路其余部分则保持不变。在图6所示电路中，在TP1测量失调电压，电源电压为±V（本例中为+2.5 V和–2.5 V），并且两个电源电压再次上移+1 V（至+3.5 V和–1.5 V）。失调电压的变化对应于1 V的共模电压变化，因此直流CMRR为失调电压与1 V之比。CMRR衡量失调电压相对于共模电压的变化，总电源电压则保持不变。电源抑制比（PSRR）则相反，它是指失调电压的变化与总电源电压的变化之比，共模电压保持中间电源电压不变（图7）。所用的电路完全相同，不同之处在于总电源电压发生改变，而共模电平保持不变。本例中，电源电压从+2.5 V和–2.5 V切换到+3 V和–3 V，总电源电压从5 V变到6 V。共模电压仍然保持中间电源电压。计算方法也相同（1000 × TP1/1 V）。为了测量交流CMRR和PSRR，需要用电压来调制电源电压，如图8所示。DUT继续在直流开环下工作，但确切的增益由交流负反馈决定（图中为100倍）。为了测量交流CMRR，利用幅度为1 V峰值的交流电压调制DUT的正负电源。两个电源的调制同相，因此实际的电源电压为稳定的直流电压，但共模电压是2V峰峰值的正弦波，导致DUT输出包括一个在TP2测量的交流电压。如果TP2的交流电压具有x V峰值的幅度（2x V峰峰值），则折合到DUT输入端（即放大100倍交流增益之前）的CMRR为x/100 V，并且CMRR为该值与1 V峰值的比值。交流PSRR的测量方法是将交流电压施加于相位相差180°的正负电源，从而调制电源电压的幅度（本例中同样是1 V峰值、2 V峰峰值），而共模电压仍然保持稳定的直流电压。计算方法与上一参数的计算方法非常相似。总结当然，运算放大器还有许多其它参数可能需要测量，而且还有多种其它方法可以测量上述参数，但正如本文所示，最基本的直流和交流参数可以利用易于构建、易于理解、毫无问题的简单基本电路进行可靠测量。

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